А. Парамонов, О. Куропаткин

Цифровая обработка при когерентной демодуляции сигналов

От редакции

Предлагаем вниманию читателей первую статью из цикла “Теоретические основы современной элементной базы высокоскоростных радиодемодуляторов”.

Постоянно возрастающие требования к качеству передачи информации по радиоканалу при ухудшении условий приёма вынуждают применять сложные алгоритмы обработки сигналов (компенсация межсимвольных искажений, разнесённый приём, подавление сосредоточенных помех и т. п.). Реализация этих алгоритмов на базе аналоговой техники в большинстве случаев оказывается недопустимо дорогой и неточной из-за разброса параметров элементов и воздействия дестабилизирующих факторов. При использовании цифровой обработки сигналов (ЦОС) эти факторы не влияют на точность выполнения выбранных алгоритмов. В настоящее время степень интеграции цифровых микросхем позволяет реализовать даже очень сложные алгоритмы приёма сигналов при допустимых объёме и стоимости аппаратуры.

В общих затратах на аппаратуру систем передачи информации (СПИ) постоянно растёт удельный вес модемов. Современные СПИ различаются как по скорости передачи информации, так и по используемым методам модуляции. При аналоговой обработке это приводит к необходимости создания различных по структуре модемов. Использование ЦОС позволяет создавать универсальные модемы, позволяющие путём изменения программы, определяющей их конфигурацию, быстро перейти на другую скорость передачи информации и на другой метод модуляции. В результате снижается стоимость аппаратуры, замедляется её моральное старение.

В данной статье описываются принципы построения цифровых когерентных демодуляторов сигналов с квадратурной амплитудной модуляцией КАМ-М (ФМ-4, КАМ-16, КАМ-64 и т. п.). Рассмотрены демодуляторы с аналого-цифровым преобразованием квадратурных сигналов и с аналого-цифровым преобразованием сигнала на промежуточной частоте. Приводится анализ реализации демодуляторов с аналого-цифровым (АЦ) преобразованием сигнала на промежуточной частоте на микросхемах фирм Intersil и Graychip.

Когерентная демодуляция при АЦ-преобразовании квадратурных сигналов

Одна из возможных структурных схем когерентного демодулятора сигналов с квадратурной амплитудной модуляцией КАМ-М при аналого-цифровом преобразовании квадратурных сигналов I и Q приведена на рис. 1. В усилителе промежуточной частоты (УПЧ) осуществляется усиление и фильтрация сигнала. Формирователь квадратур (ФК) переносит спектр сигнала на нулевую промежуточную частоту и формирует квадратурные сигналы I и Q. Они подвергаются преобразованию в аналого-цифровых преобразователях (АЦП). Устройство выделения информации (УВИ) осуществляет выделение данных из принимаемого сигнала. Устройство тактовой синхронизации (УТС) формирует сигнал тактовой синхронизации с помощью принимаемого сигнала. Поддержание постоянного уровня сигнала на входах АЦП осуществляет устройство автоматиче-ской регулировки усиления (АРУ). Когерентное опорное колебание формируется для ФК устройством выделения несущей частоты (УВН).

Рис. 1. Структурная схема когерентного демодулятора с аналого-цифровым преобразованием квадратурных сигналов

Формирователь квадратур (ФК) состоит из двух перемножителей (фазовых детекторов), двух фильтров нижних частот (ФНЧ) и фазовращателя опорного колебания на 90° (ФВ).

Фильтр основной селекции демодулятора может быть реализован как на промежуточной частоте, так на видеочастоте, то есть это может быть как фильтр УПЧ, так и фильтры низкой частоты ФК.

Частота дискретизации сигналов в АЦП равна удвоенной тактовой частоте входного сигнала: f_д = 2f_т. Формирование на выходе АЦП двух отсчётов сигнала за длительность одного информационного символа T_с = 1/f_т необходимо для работы временного дискриминатора УТС.

Устройство выделения информации (УВИ) содержит делитель тактовой частоты на 2 (ДЧ), два устройства (Ї2), осуществляющих прореживание сигнала (на выходы этих устройств поступает каждый второй отсчёт входных сигналов), два решающих устройства (РУ), которые формируют выходные данные квадратурных каналов, и дифференциальный декодер. Разрядность данных на выходе РУ определяется позиционностью КАМ-М сигнала M и равна (log₂M)/2.

В некоторых случаях при реализации демодулятора сигнал на временной дискриминатор УТС и на амплитудный детектор АРУ снимается с выходов формирователя квадратур. При этом устройства тактовой синхронизации и автоматической регулировки усиления являются полностью аналоговыми.

В состав УВИ может также входить корректор межсимвольных искажений, который подключают к выходам АЦП (T_с/2-интервальный корректор) или к выходам устройств прореживания (T_с-интервальный корректор).

При построении универсальных демодуляторов, работающих на нескольких тактовых частотах по такой структурной схеме, возникает необходимость в использовании коммутируемых аналоговых фильтров основной селекции, что приводит к значительному увеличению объёма аппаратуры. Поэтому в универсальных демодуляторах целесообразно осуществлять основную фильтрацию в цифровом виде.

Демодуляторы с аналого-цифровым преобразованием квадратурных сигналов I и Q имеют ряд недостатков:

• Реальные фазовые детекторы выделяют квадратурные компоненты с нелинейными искажениями и с несколько отличающимися друг от друга коэффициентами передачи в каналах. В результате, при подаче на вход формирователя квадратур гармонического сигнала, на его выходе наряду с основной гармоникой появляются ложные, а также амплитудные и фазовые искажения основной гармоники. Наибольшими по величине будут ложные гармоники с частотами -Dw и +ЗDw, где Dw — расстройка по частоте между промежуточной частотой сигнала и частотой опорного колебания, поступающего на ФК с выхода УВН. Так при 10-% отличии коэффициентов передачи каналов относительный уровень гармоники с частотой -Dw, по отношению к основной, достигает -17 дБ (при 1-% отличии — -40 дБ).
• К аналогичным искажениям и ложным сигналам приводит отклонение от 90° разности фаз опорных колебаний, подаваемых на фазовые детекторы ФК.
• Дополнительные искажения обу-словлены неидентичностью и неидеальностью аналоговых фильтров нижних частот.

Аналого-цифровое преобразование сигнала на промежуточной частоте исключает такие недостатки, однако требует усиления сигнала промежуточной частоты до нескольких вольт и применения более быстродействующего и более широкополосного по входу аналого-цифрового преобразователя.

Формирование отсчётов квадратурных составляющих при АЦ-преобразовании сигнала на промежуточной частоте

При аналого-цифровом преобразовании на промежуточной частоте спектр сигнала, во избежание спектральных искажений, должен быть расположен в одной из спектральных полос, разделённых частотами 0,5if_д, где i = 0,1,2,... Следовательно, при ширине спектра сигнала на входе АЦП Df_вх » 2f_т, должны выполняться следующие условия:

f_д > 4f_т

f_д = 4f_пч /(2i + 1),     (1)

где f_пч — промежуточная частота сигнала, i = 0,1,2,...

Известны два способа формирования отсчётов квадратурных составляющих при аналого-цифровом преобразовании сигнала на промежуточной частоте:

• используется преобразователь Гильберта (ПГ) и перенос спектра сигнала по оси частот на величину f_д/4 с помощью комплексного перемножителя (КП) (рис. 2). Здесь m = 0,1,2,...; sin(pm/2) принимает значения {0, 1, 0, -1}, а cos(pm/2) — значения {1, 0, -1, 0};

  

  Рис. 2. Формирователь отсчетов квадратурных сигналов с преобразователем Гильберта

• осуществляется перенос спектра сигнала по оси частот на величину f_д/4 с помощью комплексного перемножителя (при действительном входном сигнале реализация КП упрощается) и низкочастотная фильтрация полученного сигнала (рис. 3).

Рис. 3. Формирователь отсчетов квадратурных сигналов с помощью ФНЧ

В принципе, в качестве ФНЧ (рис. 3) можно использовать ФНЧ с децимацией на 2, при этом отсчёты квадратурных составляющих на выходе ФК будут следовать с частотой fд/2. Тот же самый результат можно получить с помощью более простой в реализации схемы (рис. 4). Здесь в демультиплексоре (ДМ) осуществляется разделение отсчётов входного сигнала на чётные и нечётные, на выходах перемножителей знак каждого второго отсчёта меняется на противоположный, весовые коэффициенты ФНЧ1 равны чётным весовым коэффициентам ФНЧ на рис. 3, весовые коэффициенты ФНЧ2 равны нёчетным весовым коэффициентам ФНЧ на рис. 3.

Рис. 4. Формирователь отсчетов квадратурных сигналов с понижением частоты дискретизации в два раза

Изменения спектра сигнала, полученные в результате указанных преобразований для разных вариантов расположения спектра исходного сигнала относительно частоты дискретизации (или её гармоники) показаны на рис. 5 и 6. На рис. 5а и 6а показан спектр действительного сигнала на выходе УПЧ. Спектр является комплексным, то есть существует при f і 0 и f < 0, причём модуль этого спектра является чётной, а фаза — нечётной функцией частоты. После аналого-цифрового преобразования сигнала происходит размножение спектра (рис. 5б и 6б). Затем осуществляется сдвиг спектра сигнала по оси частот на величину f_д/4. На рис. 5в показан перенос спектра действительного сигнала вправо по оси частот. При другом расположении спектра исходного сигнала относительно частоты дискретизации необходим перенос спектра действительного сигнала влево по оси частот на величину f_д/4 (рис. 6в). Затем осуществляется низкочастотная фильтрация полученных сигналов (частотные характеристики ФНЧ показаны пунктиром) (рис. 5г и 6г) и децимация на 2 (рис. 5д и 6д).

Рис. 5. Спектры сигналов при формировании отсчетов квадратурных сигналов. Вариант 1

Рис. 6. Спектры сигналов при формировании отсчетов квадратурных сигналов. Вариант 2

Когерентная демодуляция при АЦ-преобразовании сигнала на промежуточной частоте

В частных случаях частоту дискретизации сигнала в АЦП можно взять кратной тактовой частоте сигнала: f_д = 2if_т, где i = 2,3,4,... При этом структурная схема когерентного демодулятора сигналов имеет вид, показанный на рис. 7. Здесь частота дискретизации формируется УТС, в КП с помощью УВН устраняется (с точностью до фазы) начальная расстройка по несущей частоте, в ФНЧ осуществляется основная (согласованная) фильтрация и, при необходимости, децимация сигналов (на выходе ФНЧ формируются два отсчёта сигнала за длительность одного информационного символа T_с).

Рис. 7. Структурная схема когерентного демодулятора при кратных f_д и f_т

В общем случае, частота дискретизации сигнала в АЦП не кратна тактовой частоте сигнала. При этом структурная схема когерентного демодулятора сигналов имеет вид, приведённый на рис. 8. Здесь частота дискретизации формируется кварцевым генератором (КГ), а в ресамплерах (Р) осуществляется преобразование сигналов с частотой дискретизации f_д в сигналы с частотой дискретизации 2f_т с использованием математических методов интерполяции. Следует отметить, что в цифровой обработке сигналов термин “интерполяция” имеет несколько другой, более узкий смысл: под интерполяцией понимается процесс, приводящий к формированию сигнала с повышенной в целое число раз частотой дискретизации из сигнала с более низкой частотой дискретизации.

Рис. 8. Структурная схема когерентного демодулятора при некратных f_д и f_т

Демодуляторы на ИС фирмы Intersil

Рассмотрим реализацию структурной схемы когерентного демодулятора на микросхемах фирмы Intersil (рис. 8).

В качестве аналого-цифровых преобразователей можно использовать, например, микросхемы HI3086, HI3026, HI3276, HI3286 (таблица).

Таблица

Формирователь квадратурных отсчётов реализуется на микросхеме HSP43216 (Halfband Filter), работающей в режиме сдвига спектра сигнала по оси частот вверх (или вниз) на величину f_д/4 и фильтрации полученных сигналов с децимацией на 2. Микросхема может работать как с одним входом (в этом случае разделение входных отсчётов на чётные и нечётные осуществляется внутри неё), так и с двумя (в этом случае на входы микросхемы поступают чётные и нечётные входные отсчёты). Максимальная тактовая частота входных отсчётов равна 52 МГц, выходных отсчётов: в первом случае — 26 МГц, во втором — 52 МГц.

Ресамплеры реализуются на микросхемах HSP50110 (Digital Quadrature Tuner), которые содержат ряд устройств, используемых при цифровой демодуляции. Это местный генератор (гетеродин) несущей, квадратурный перемножитель, ресамплер, два фильтра с программируемой полосой пропускания, внутренняя петля автоматической регулировки усиления (АРУ) и детектор АРУ, который может управлять усилением УПЧ. Частотой местного генератора и частотой взятия выборок в ресамплере можно управлять по последовательным управляющим входам. При этом обеспечивается связь с внешними петлями слежения за несущей и тактовой частотами.

Интерполяция при переходе с одной частоты дискретизации на другую осуществляется фильтрами микросхемы HSP50110, которые представляют собой последовательное соединение ФНЧ с децимацией и компенсационного фильтра (последний можно не использовать). ФНЧ с децимацией состоит из трёх последовательно включенных фильтров, каждый из которых содержит интегратор и гребенчатый фильтр. Совокупность интегратора и гребенчатого фильтра (ИГ фильтр) может быть сконфигурирована как интегратор со сбросом или ИГ фильтр третьего порядка. Компенсационные фильтры обеспечивают выравнивание отклика ИГ фильтра. Если фильтрация не требуется, то она может быть пропущена. Полоса фильтра определяется коэффициентом децимации, который, в свою очередь, определяется частотой взятия выборок в ресамплере. Коэффициент децимации (отношение частоты выборки входного сигнала к частоте выборки выходного сигнала) может быть фиксированным или динамически регулироваться с помощью внешней петли тактовой синхронизации по последовательному интерфейсу для синхронизации выходных выборок с границами символа. Фиксированное значение коэффициента децимации может быть выбрано в пределах от 1 до 4096. При использовании ИГ фильтра первого порядка коэффициент децимации может меняться от 2 до 4096. При использовании ИГ фильтра третьего порядка коэффициент децимации может меняться от 3 до 4096. Таким образом, при максимальной тактовой частоте входных отсчётов, равной 52 МГц, тактовая частота выходных отсчётов может принимать значения в диапазоне от 26 МГц до ~6,35 кГц.

Комплексный перемножитель, фильтры нижних частот, временной дискриминатор и фильтр УТС, фазовый детектор и фильтр УВН, амплитудный детектор АРУ реализуются на микросхеме HSP50210 (Digital Costas Loop), которая содержит ряд стандартных устройств, используемых в цифровых демодуляторах с петлёй Костаса. Максимальная тактовая частота входных отсчётов равна 52 МГц.

Устройство восстановления несущей может быть замкнуто как через внутренний КП, так и через КП микросхемы HSP50110.

Фильтры микросхемы HSP50210 представляют собой либо интеграторы со сбросом, либо фильтры с частотной характеристикой, соответствующей корню квадратному из приподнятого косинуса с коэффициентом скругления спектра, равным 0,4. Если характеристики этих фильтров не устраивают разработчика, то фильтры с требуемыми частотными характеристиками можно реализовать на отдельной микросхеме HSP43168 (Dual FIR Filter).

К сожалению, алгоритмы работы временного дискриминатора УТС и фазового детектора УВН, реализованные в этой микросхеме, работают только с сигналами ФМ-2, ФМ-4, ФМ-4 со сдвигом, ФМ-8 и ЧМ. При использовании сигналов КАМ-16 и КАМ-64 необходимо применять другие алгоритмы, реализуемые на программируемых логических интегральных схемах (ПЛИС).

Функциональная схема когерентного демодулятора, реализованного на микросхемах фирмы Intersil, приведена на рис. 9. Здесь кварцевый генератор (КГ) формирует сигнал частоты квантования, в ПЗУ записаны данные, определяющие конфигурацию демодулятора. На ПЛИС реализован алгоритм конфигурирования используемых микросхем и дифференциальный декодер.

Рис. 9. Когерентный демодулятор на микросхемах фирмы INTERSIL

Демодуляторы на ИС фирмы Graychip

Рассмотрим реализацию структурной схемы когерентного демодулятора на микросхемах фирмы Graychip (рис. 8). Специфика используемых для демодуляции микросхем этой фирмы приводит к необходимости поменять местами комплексный перемножитель и фильтры нижней частоты (рис. 8), что допустимо при незначительной начальной расстройке по несущей частоте.

В качестве аналого-цифровых преобразователей желательно использовать микросхемы АЦП с разделением отсчётов на чётные и нечётные.

Формирователь квадратурных отсчётов реализуется на микросхеме GC2011 или GC2011A (Digital Filter), работающей в режиме сдвига спектра сигнала вниз по оси частот на величину fд/4 и фильтрации полученных сигналов с децимацией на 2. Максимальная тактовая частота выходных отсчётов равна 80 МГц для микросхемы GC2011 и 100 МГц — для GC2011A. На микросхемах GC2011 и GC2011A можно реализовать ряд устройств: фильтры, фильтры с децимацией, фильтры с интерполяцией, преобразователь Гильберта, преобразователь реального сигнала в комплексный со сдвигом спектра сигнала вниз по оси частот на величину f_д/4, преобразователь комплексного сигнала в реальный со сдвигом спектра сигнала вверх по оси частот на величину f_д/4.

Ресамплеры реализуются на двух микросхемах GC3011 (Digital Resampler Chip). Скорость входных данных составляет до 80 млн. выборок в секунду. Коэффициент децимации может меняться в пределах от 1 до 4. Микросхема содержит, в частности, 15-отводный интерполяционный фильтр, генератор выходной тактовой частоты и цепь слежения за отношением тактовых частот при интерполяции. Интерполяционный фильтр используется для интерполяции между отсчётами входных данных с целью формирования выходных выборок. Этот фильтр содержит 4096 групп коэффициентов. Каждая группа соответствует определённой временной задержке между входными выборками. Частота взятия выборок в ресамплере может быть сформирована как внутренним, так и внешним генератором выходной тактовой частоты. В свою очередь, управление частотой внутреннего генератора может осуществляться как от внутреннего, так и от внешнего временного дискриминатора.

Фильтры низкой частоты реали-зуются на микросхеме GC2011 или GC2011A (Digital Filter). Частотные характеристики фильтров определяются пользователем.

Комплексный перемножитель, фазовый детектор, фильтр и генератор УВН реализуются на микросхеме GC3021 (Mixer and Carrier Removal Chip). Максимальная тактовая частота входных отсчётов равна 70 МГц (81 МГц для GC3021H). Алгоритм работы фазового детектора определяется пользователем, при этом микросхема может работать как с сигналами ФМ4, так и с сигналами КАМ-М.

Функциональная схема когерентного демодулятора, реализованного на микросхемах фирмы Graychip, приведена на рис. 10. В ПЗУ записаны данные, определяющие конфигурацию демодулятора. На ПЛИС1 реализован алгоритм конфигурирования используемых микросхем. На ПЛИС2 реализованы дециматоры на 2 (частота дискретизации сигналов, снимаемых с выходов микросхемы GC2011 уменьшается в два раза, и преобразованные сигналы подаются на вход микросхемы GC3021), временной дискриминатор УТС, амплитудный детектор и фильтр устройства АРУ, дифференциальный декодер.

Рис. 10. Когерентный демодулятор на микросхемах фирмы CRAYCHIP

E-mail: paral@bues.ru