А. Колпаков

Устранение защелкивания в драйверах фирмы International Rectifier

Введение

Преимущества IGBT-транзисторов при использовании их в импульсных силовых каскадах (особенно высоковольтных) общеизвестны: высокая плотность тока, малые статические и динамические потери, отсутствие тока управления, устойчивость к короткому замыканию, простота параллельного соединения.

Отсутствие тока управления в статических режимах позволяет отказаться от схем управления на дискретных элементах и использовать интегральные микросхемы - драйверы. Драйверы, управляющие транзисторами нижнего плеча, в настоящее время выпускаются практически всеми ведущими фирмами. Кроме обеспечения тока затвора, они способны выполнять и ряд вспомогательных функций, таких как защита от перегрузки по току, падения напряжения управления и ряд других.

В дополнение к ним, некоторые фирмы выпускают драйверы транзисторов верхнего плеча, выдерживающие перепад напряжений до 600 и даже 1200 В, а также драйверы полумостовых и мостовых соединений мощных транзисторов. На вход этих драйверов подаются сигналы КМОП или ТТЛ-уровня. Особая ценность таких микросхем состоит в том, что их выходные каскады способны питаться от так называемых "бутстрепных" конденсаторов в схемах "зарядового насоса" и не требуют "плавающих" источников питания.

Большую гамму драйверов различного назначения выпускает фирма International Rectifier. Эти микросхемы предназначены для управления как одиночными транзисторами, так и транзисторами в полумостовых и мостовых схемах. Среди наиболее известных можно также назвать драйверы производства фирм Motorola, Harris и драйверы с гальванической развязкой Hewlett-Packard.

Всё сказанное делает транзисторы IGBT, в сочетании с микросхемами управления, оптимальными элементами для построения силовых ключевых каскадов мощностью до десятков киловатт. Однако указанные элементы имеют и ряд технологических недостатков, ограничивающих область их применения. Основным недостатком интегральных высоковольтных драйверов следует считать их способность к защёлкиванию.

Технологические причины защелкивания

Причиной защёлкивания IGBT-транзисторов является наличие триггерной структуры, образованной биполярной частью IGBT и паразитным n-p-n-транзистором. Эквивалентная схема, учитывающая подобный эффект, показана на рис. 1а. Такую схему приводят в своей документации многие фирмы, в частности, SIEMENS, TOSHIBA и FUJI.

Рисунок 1. Эквивалентные схемы, учитывающие эффект защёлкивания IGBT-транзисторов

Наличие триггерной структуры приводит к тому, что при определённых условиях работы, когда напряжение на паразитном резисторе Rs превышает некоторое пороговое значение, транзистор Qs открывается, триггер опрокидывается, и происходит защёлкивание. Следствием этого, как правило, является лавинообразный выход прибора из строя. Повышение напряжения на Rs происходит либо вследствие резкого возрастания тока (например, при коротком замыкании), либо из-за большой скорости нарастания напряжения (когда фронт напряжения дифференцируется паразитной ёмкостью Cs).

При разработке схем с использованием транзисторов IGBT, в которых такая ситуация возможна, следует особое внимание уделять ограничению максимальных токов и ограничению dV/dt. Для этого существует ряд известных способов, в частности, правильный выбор тока защиты, выбор резистора затвора Rg и использование цепей, формирующих траекторию переключения (снабберов). Все эти методы описаны в руководствах по использованию транзисторов.

С эффектом защёлкивания ведётся успешная борьба. Так, например, в "Рекомендациях по применению" фирмы Interna-tional Rectifier уже в начале 90-х годов указывалось, что триггерная структура подавлена полностью, и защёлкивание исключено при всех режимах работы, включая ток короткого замыкания и любые достижимые фронты напряжений и токов. В документации фирмы SIEMENS (1997 г.) также говорится, что в транзисторах нового поколения паразитная полупроводниковая тиристорная структура отсутствует. В результате этого эквивалентная схема приобретает вид, показанный на рис. 1б. Кроме отсутствия эффекта защёлкивания, при этом обеспечивается прямоугольная область безопасной работы (SOA - Safe Operating Area).

Однако защёлкивание в микросхемах высоковольтных драйверов остаётся серьёзной проблемой, с которой неизбежно сталкивается пользователь, работающий с практическими схемами. Причём в документации, выпускаемой фирмами-разработчиками, этой проблеме внимания почти не уделяется.

Механизм возникновения защёлки в драйверах несколько иной, чем это показано выше. На рис. 2 показан типичный выходной каскад драйвера, образованный комплементарной парой КМОП-транзисторов MP1 и MN1. В схеме также присутствуют паразитные биполярные двухколлекторные транзисторы OP1, ON1, OP2, ON2, связанные с активными КМОП-транзисторами и их внутренними диодами. Именно эти биполярные транзисторы и формируют триггерную p-n-p-n-структуру, в которой и происходит защёлкивание.

Рисунок 2. Эквивалентные схемы, учитывающие эффект защёлкивания IGBT-транзисторов

Из приведённой схемы видно, что, если выходное напряжение драйвера Vout станет выше напряжения питания Vcc (или ниже Vcom) на величину напряжения отпирания биполярного транзистора Vbe, то откроется один из паразитных биполярных транзисторов и триггер защёлкнется, замкнув накоротко питание драйвера. Ток, протекающий при этом, достаточен, чтобы разрушить металлизацию интегральной схемы.

Благодаря структуре выходного каскада и наличию внутренних диодов КМОП-транзисторов, драйверы способны противостоять защёлкиванию до определённых значений наведённого тока. Например, драйверы серии IR21XX не защёлкиваются при наведённом на выход токе до 0,5 А. Кроме того, из-за низких частотных характеристик паразитных транзисторов, выходной каскад может не защёлкнуться при длительности наведённого импульса менее 1 мкс. Следует также отметить, что ток защёлки имеет отрицательный температурный коэффициент.

В документации по применению драйверов многие фирмы указывают максимальную скорость нарастания напряжения (dV/dt immunity), которую способен выдерживать драйвер. Для драйверов фирмы International Rectifier эта величина составляет ±50 В/нс. Это говорит о том, что при более высоких скоростях нарастания фронт напряжения, продифференцированный паразитной ёмкостью, может вызвать смещение выходного напряжения драйвера на указанную выше величину и, следовательно, повлечёт за собой срабатывание триггерной структуры. Таким образом, правильное включение каскадов управления и силовых транзисторов имеет важное значение для обеспечения надёжности.

Общие принципы предотвращения защелкивания

Основное, на что надо обращать внимание при разработке топологии выходного каскада - это правильное подключение цепей питания и общего провода. Ни при каких условиях силовые токи не должны протекать по цепям управления затвором. Вывод COM-драйвера должен быть связан непосредственно с эмиттером IGBT (или истоком МОП ПТ). Соединение драйвера с затвором и эмиттером должно быть выполнено прямыми линиями минимальной длины. Если нет возможности установить транзистор на печатную плату, то провода цепи управления необходимо делать бифилярными и прямыми. Высоковольтный конденсатор питания должен быть установлен максимально близко к силовому транзистору и иметь выводы с минимальной индуктивностью. International Rectifier указывает, что при суммарной индуктивности выводов 100 нГн перенапряжение в момент переключения может достигать 200 В. Для борьбы с перенапряжением ряд фирм выпускает кон-денсаторы с полосковыми низкоиндуктивными выводами.

Для ограничения dV/dt можно увеличивать величину резистора затвора Rg, однако при этом будут возрастать потери переключения. Можно также использовать RC-цепи формирования траектории переключения (рис. 3).

Рисунок 3. Схема цепи формирования траектории переключения снаббера

Цепочка (иногда называемая снаббером), показанная на рис. 3, затягивает фронт напряжения на время, определяемое ёмкостью и параметрами нагрузки. Перезаряд ёмкости происходит через резистор и открытый транзистор. Такие цепи также вносят дополнительные потери и усложняют аппаратную реализацию, однако иногда они являются единственно возможным решением.

В любом случае при расчёте схемы разработчику приходится искать компромисс между динамическими потерями и надёжностью, и часто обеспечение надёжности оказывается важнее. Хотя снаббер и решает проблему dV/dt практически во всех схемах, постоянная времени RC-цепочки ограничена величиной паузы (dead-time) при переключении транзисторов верхнего и нижнего плеча. Обычно её величина составляет 1–2 мкс. Поэтому иногда лучше увеличить номинал резистора затвора. Диапазон изменения этого резистора и его номинальная величина являются справочными данными. Резистор затвора - это элемент, задающий в основном динамические свойства каскада, и к его выбору надо относиться крайне осторожно. Он определяет потери при переключении и скорость переключения, так как вместе с ёмкостью затвора Cge образует RC-цепь, на которую подаётся практически прямоугольный импульс управления. Вместе с обратной ёмкостью Cgc он создаёт затягивание фронтов за счёт эффекта Миллера.

Таблица 1. Сравнительные характеристики транзисторов класса Ignition IGBT различных производителей

В таблице использованы следующие обозначения:

• V_gth - пороговое напряжение отпирания затвора;
• V_ce - предельное напряжение коллектор–эмиттер;
• V_sat - напряжение насыщения коллектор–эмиттер;
• I_c предельный ток коллектора;
• I_l - максимальный ток лавинного пробоя (в режиме ограничения напряжения);
• C_ies - входная ёмкость затвор–эмиттер;
• Q_g - полный заряд затвора.

При правильном выборе резистора затвора большая часть наведённого тока смещения течёт через ёмкость Cge (рис. 4), минуя выход драйвера. Таким образом, если выбрать резистор так, чтобы обратные токи драйвера не превышали 0,5 А, защёлкивания не произойдёт.

Рисунок 4. К расчёту (выбору) входной цепи IGBT

Максимальная величина этого резистора ограничена не только величиной динамических потерь. При работе полумостовой схемы после паузы tdt, когда оба транзистора закрыты, начинает открываться верхний транзистор. При этом фронт напряжения, нарастающего на нижнем транзисторе, дифференцируется ёмкостью Cgc и попадает на затвор, наводя ток смещения на резисторе Rg. Если его величина будет достаточно большой, то напряжение, возникающее из-за протекания этого тока, может стать достаточным для открывания нижнего транзистора. Следствием этого будет непредсказуемый сквозной ток.

Вообще, увеличение резистора затвора противоречит требованию максимальной скорости переключения IGBT или МОП ПТ, ради которой и используют эти элементы. Для того, чтобы с одной стороны, предотвратить защёлкивание, а с другой - не допустить самопроизвольного открывания и получить максимальную скорость выключения, бывает целесообразно разделить резистор Rg для включения и выключения и оптимизировать соответственно каждый из них (Rg1 и Rg2). На рис. 4 показана часть выходного каскада драйвера MN1 с паразитным биполярным транзистором ON2, затворными резисторами RG1, RG2 и силовым IGBT-транзистором нижнего плеча с паразитными емкостями Cge и Cgc.

Резистор RG2 выбирается так, чтобы ток смещения, наведённый за счёт dV/dt и проходящий через Cgc, не приводил к открыванию паразитного транзистора ON2. Резистор RG1 обеспечивает необходимую скорость выключения силового транзистора и предотвращает ложное срабатывание при открывании транзистора верхнего плеча (RG1 < RG2).

"Мега-Электроника" Тел.: (812) 325-44-08, факс: (812) 325-44-09 E-mail: info@megachip.ru, www.megachip.ru